Наиболее часто применяемые высокочастотные преобразователи в сварочных инверторах. Сварочный инвертор резонансный

Сварочный инвертор - резонансный мост с частотным регулированием на МК

Читать все новости ➔

Аппарат дуговой сварки должен обеспечивать падающую вольтамперную характеристику в нагрузке (дуге). В мостовых инверторах, как правило, падающая характеристика обеспе­чивается достаточно сложной электроникой с обязательной обратной связью по току. С точки зрения простоты управле­ния, на мой взгляд, наиболее привлекателен именно резо­нансный мост. В нем падающая характеристика источника сварочного тока обеспечивается параметрическими свойст­вами резонансной цепочки в первичной цепи инвертора.

Особенностью инвертора, который представлен в этой статье, является не только использование полного резонанс­ного моста, но и управление им с помощью микроконтрол­лера PIC16F628-20I/P.

Сразу заметим, что максимальный сварочный ток ин­вертора зависит от настройки. Его значение целиком опре­деляется шириной немагнитного зазора в магнитопроводе ре­зонансного дросселя. Для используемых в инверторе сило­вых элементов, при условии соблюдения их тепловых режи­мов, сварочный ток может достигать 200 А.

Принципиальная схема инвертора разделена на две час­ти. На рис.1 показана силовая часть, а на рис.2 - схема бло­ка питания с блоком управления. Классический мостовой сва­рочный инвертор состоит из выпрямителя сетевого напряже­ния с фильтрующими конденсаторами. Постоянное напряже­ние 300 В с помощью 4 ключей преобразуется в переменное более высокой частоты, которое с помощью сварочного транс­форматора понижается, а затем выпрямляется.

Рис. 1

Силовая часть

В резонансных преобразователях последовательно с пер­вичной обмоткой сварочного трансформатора Т1 включены ре­зонансный дроссель L1 и резонансный конденсатор С1-С10 (см. рис.1 на котором силовые цепи выделены жирными ли­ниями). Индуктивность последовательного контура состоит из индуктивности резонансного дросселя L1 и индуктивности пер­вичной обмотки трансформатора Т1. Вторичная обмотка Т1 на­гружена сварочной дугой. Если емкость С1-С10 и индуктив­ность L1 величины постоянные, то индуктивность первичной обмотки Т1 зависит от сопротивления нагрузки во вторичной обмотке, т.е. от сварочного тока. Максимальной индуктивнос­ти первичной обмотки Т1 соответствует режим «холостого хо­да» инвертора, а минимальной - режим короткого замыкания. Сопротивление нагрузки определяет также добротность конту­ра. Таким образом, резонансная частота контура минимальна в режиме «холостого хода» (при максимальной индуктивности первичной обмотки Т1) и максимальна в режиме короткого замыкания (при минимальной индуктивности первичной обмот­ки Т1). Когда нагрузкой инвертора служит сварочная дуга, ре­зонансная частота контура зависит от тока в дуге.

Из всего сказанного выше, очевидно, что частота инвер­тора при работе на максимальную мощность в дуге должна быть ниже собственной частоты резонансного контура инвер­тора в режиме короткого замыкания и выше ее в режиме «холостого хода». Оптимально, чтобы резонанс наступал на собственной частоте контура, при которой в дуге развивает­ся максимальная мощность (fМАКС. МОЩН.). Именно это яв­ляется основным критерием правильной настройки инверто­ра. Если в этом случае увеличивать частоту инвертора от­носительно fМАКС. МОЩН., ток в дуге уменьшается за счет увеличения индуктивного сопротивления резонансного дрос­селя L1. Так осуществляется частотное регулирование тока в сварочной дуге.

Резонанс в контуре инвертора при коротком замыкании и неправильной настройке инвертора возможен и на часто­те выше, чем fМАКС. МОЩН..

Заметим также, что резонанс недопустим в режиме ко­роткого замыкания для транзисторных ключей инвертора по причине возникновения сверхтока в первичной цепи. По­скольку режим короткого замыкания является штатным ре­жимом для сварочного аппарата, необходимо не допускать работу инвертора на частотах выше fМАКС. МОЩН. при корот­ком замыкании в сварочной цепи.

Для этого в данном инверторе микроконтроллером непре­рывно отслеживается факт короткого замыкания сварочных проводов с помощью специального детектора. При возникно­вении короткого замыкания микроконтроллер автоматически уменьшает частоту инвертора до ранее заданного значения fМАКС. МОЩН. - на этой частоте резонанс в коротком замыка­нии невозможен, что предотвращает протекание чрезмерного тока в первичной цепи и, соответственно, через ключи.

В силовой части (рис.1) R13 - пусковой резистор. Он ограничивает зарядный ток оксидных конденсаторов С16, С17 при включении аппарата. Диодный мост VD14-VD21 предназ­начен для выпрямления сетевого напряжения 220 В / 50 Гц, которое сглаживается конденсаторами С15-С17 и подается на выходной мост схемы, состоящий из 4 ключей на IGBT- транзисторах VT1-VT4.

Супрессоры VD3, VD9 и VD22 защищают ключи от вы­бросов напряжения. Резисторы R5, R6 разряжают резо­нансный конденсатор при выключении инвертора. Стабилитроны VD1, VD2, VD4, VD5 не допускают превышения на­пряжения на затворах клю­чей выше 18 В. Резисторы R1, R3, R7 и R9 ограничи­вают выходной ток драйве­ров в моменты заряда-раз­ряда затворных емкостей ключей. Резисторы R2, R4, R8, R10 обеспечивают на­дежное закрытие ключей в моменты, когда отсутствует питание драйверов.

Сварочный трансформа­тор Т1 с коэффициентом трансформации 6 понижает напряжение и обеспечивает гальваническую развязку вы­хода относительно сетевой части инвертора. Переменное напряжение с вторичной обмот­ки сварочного трансформатора выпрямляет­ся диодами VD6, VD7 и поступает через сва­рочные провода на электрод и сваривае­мые поверхности. Цепочки R11C13 и R12C14 служат для поглощения энергии выбросов об­ратного напряжения выходного выпрямите­ля. Для устойчивого горения дуги при малых токах, а также для облегчения ее зажига­ния предусмотрен удвоитель напряжения, со­бранный на элементах С11, С12, VD10-VD13, С19, С20 и L2. Резистор R14 служит нагруз­кой удвоителя. Супрессор VD8 защищает ди­оды выходного выпрямителя от выбросов об­ратного напряжения.

Блок питания

Построен по схеме обратноходового преобразователя на основе специализированной микросхемы DA6 TNY264 по типовой схеме (рис.2). Он обеспечивает питание драйве­ров, реле и микроконтроллерного блока управления. Элект­ропитание драйверов верхних ключей гальванически изоли­ровано от канала питания реле 24 В и канала питания ниж­них драйверов. Для питания микроконтроллера DD1 (5 В) при­менен параметрический стабилизатор DA7. Драйвера DA1-DA4 типа HCPL3120 предназначены для управления ключами VT1-VT4 и обеспечивают крутые фронты управляющих им­пульсов на затворах этих транзисторов.

Рис. 2

Детектор короткого замыкания собран на элементах R25, R27, R28, DA8, VD32, VD33, С38. При напряжении на сва­рочных проводах ниже 9 В (короткое замыкание) на входе RB4 контроллера DD1 появляется высокий логический уро­вень, а при напряжении более 9 В (короткого замыкания нет) на входе RB4 - низкий логический уровень.

В позиции DD1 использован широко распространенный микроконтроллер (МК) PIC16F628-20I/P в DIP-корпусе.

Работа инвертора

Как только запустится блок питания, начинает работать программа микроконтроллера. Спустя задержку примерно 5 с включится зуммер и начнет работать инвертор. Как только напряжение в сварочных проводах превысит 9 В, МК откро­ет ключ VT5, который включит реле К1, а контакты реле зашунтирует зарядный резистор R13. Зуммер также отключит­ся. С этого момента инвертор готов к работе. Частота рабо­ты инвертора будет определяться положением потенциомет­ра R18. Причем минимальной частоте (она же fМАКС. МОЩН.) соответствует максимальный сварочный ток, а максимальной частоте - минимальный ток. Частота изменяется ступенчато (дискретно). Используется всего 17 позиций. При вращении потенциометра R18 изменение частоты сопровождается ко­ротким звуковым сигналом зуммера. Таким образом, мож­но по звуку зуммера изменить частоту сварочного тока на нужное число позиций.

При коротком замыкании в сварочных проводах инвер­тор автоматически начинает работать на частоте fМАКС. МОЩН.,- Работа инвертора в режиме короткого замыкания сопро­вождается звуковым сигналом зуммера. Если короткое за­мыкание длится более 1 с, то работа инвертора блокирует­ся и спустя 3 с вновь возобновляется. Так реализована функ­ция антизалипания электрода.

При отсутствии короткого замыкания на вход RB4 подается низкий логический уровень, и частота инверто­ра определяется положением потенциометра R18.

Для защиты выходных ключей от перегрева исполь­зуются в качестве датчиков два термостата TS1 и TS2. Если произошло отключение хотя бы одного из термо­статов, то работа инвертора блокируется. Зуммер изда­ет прерывистый частый звуковой сигнал до остывания ра­диатора, на котором установлен сработавший термостат.

Конструкция и детали Резонансный дроссель L1 намотан на магнитопроводе ETD59, материал №87 фирмы EPCOS и содержит 12 вит­ков медного провода диаметром 2 мм в лаковой изоляции. Провод наматыва­ется с обязательным зазором между витками. Для обеспечения зазора мож­но использовать толстую нить. Для фик­сации обмотки нужно промазать витки эпоксидным клеем. Половинки магнитопровода стыкуются с немагнитным за­зором 1...2 мм. Более точное значение немагнитного зазора подбирается при настройке резонансной частоты. Во вре­мя работы инвертора магнитопровод ре­зонансного дросселя может сильно на­греваться. Это связано с насыщением феррита при работе в резонансе. Для обеспечения надежной фик­сации зазора магнитопровода его половинки должны стягиваться металлическими шпильками. При этом необ­ходимо обеспечить расстоя­ние от зазора до шпилек не менее 5 мм. Иначе рядом с зазором шпильки могут расплавиться. По этой же причине недопустимо стяги­вать дроссель сплошным ме­таллическим кожухом.

Трансформатор Т1 намо­тан на магнитопроводе Е65, материал №87 фирмы EPCOS. Сначала в один ряд мотают первичную обмотку - 18 витков медного провода диамет­ром 2 мм в лаковой изоляции. Поверх первичной обмотки мотают обмотки II и III. Каждая из них занимает половину каркаса. Обмотки II и III содержат по 3 витка в четыре мед­ных провода диаметром 2 мм. Половинки магнитопровода трансформатора стыкуют без зазора и надежно фиксируют.

Дроссель L2 содержит 20 витков монтажного провода сечением 1,5 мм2, намотанных на ферритовом кольце К28х16х9.

Трансформатор Т2 наматывают на феррите Ш5х5 с про­ницаемостью 2000 НМ. Половинки магнитопровода стыкуют с зазором 0,1...0,2 мм. Обмотка I содержит 180 витков про­вода ПЭВ-1 диаметром 0,2 мм. Обмотку II мотают в один ряд, содержит 47 витков такого же провода. Обмотки III, IV и V содержат по 33 витка провода ПЭВ-1 диаметром 0,25 мм. Между обмотками нужно проложить 2 слоя изоляции (на­пример, малярный скотч). Фазировка подключения обмоток указана на рис.2.

Резонансные конденсаторы С1-С10 допустимо применять только качественные, пленочные на напряжение не менее 1000 В. Предпочтительнее использовать конденсаторы типа К78-2. Такого же типа должен быть блокирующий конденса­тор С15.

Блок питания в настройке не нуждается и при исправ­ных деталях начинает работать сразу. Необходимо только проконтролировать величины напряжений для питания драй­веров 16...17 В. При проверке блока питания на его вход­ные клеммы GND и +300 В можно подать сетевое напряже­ние 220 В. Таким же образом следует запитывать блок пи­тания при настройке резонансной частоты.

Во время работы инвертора все его силовые элементы нагреваются. От того, как грамотно обдуваются эти элемен­ты, будет зависеть время непрерывной работы аппарата и его долговечность. Радиаторы с большой площадью нужно предусмотреть для входного выпрямителя VD14-VD21, тран­зисторов VT1-VT4 и выходного выпрямителя VD6, VD7. При­нудительное воздушное охлаждение необходимо также резо­нансному дросселю L1, сварочному трансформатору Т1 и ди­одам удвоителя VD10-VD13. Защитные термостаты TS1 и TS2 типа KSD250V устанавливают на радиаторы верхних ключей и выходных диодов. Все остальные элементы инвертора в обдуве и радиаторах не нуждаются.

Настройка резонансной частоты

Для настройки инвертора необходим ЛАТР и нагрузоч­ный реостат сопротивлением 0,15 Ом. Реостат должен вы­держивать кратковременное протекание тока до 200 А. За­зор магнитопровода резонансного дросселя выставляют при­мерно 1 мм. Между контактами 3 и 4 оптопары DA8 уста­навливают перемычку. Устанавливают «прошитый» микро­контроллер в блок управления.

Блок питания при настройке следует запитать отдельно. Для этого, не включая аппарат в сеть, на провода GND и +300 В блока питания нужно подать сетевое напряжение 220 В.

Силовая часть пока обесточена. После включения питания спустя 5 с должен включиться зуммер, затем звук должен прекратиться, и включиться реле. Нажимаем одновременно обе кнопки SB1 и SB2. Удерживаем кнопки до появления звукового сигнала зуммера. Отпускаем кнопки. Непрерыв­ный звук прекратится, и зуммер начнет издавать прерывис­тый сигнал с периодом примерно 2 с. Это соответствует ре­жиму настройки резонансной частоты.

Если все так, то с помощью осциллографа контролируем наличие двуполярных импульсов между затворами транзис­торов VT2 и VT4 частотой 30 кГц амплитудой не менее 15 В и ступенькой «мертвого времени» 2 мкс. Такой же сигнал должен быть между затворами VT1 и VT3. Если все так, запитываем силовую часть через ЛАТР и выставляем напря­жение 20...30 В.

К сварочным проводам можно включить лампочку на 12 В. Если лампочка светится, включаем в сварочные провода ре­остат сопротивлением 0,15 Ом и вольтметр постоянного то­ка. Выставляем на ЛАТРе напряжение 30...40 В и начинаем настройку. Кнопкам SB1 и SB2 уменьшаем или увеличиваем частоту инвертора. Пределы изменения частоты 30...42 кГц. Подстраивая частоту кнопками, добиваемся максимального напряжения на реостате. Если напряжение продолжает уве­личиваться при уменьшении частоты до 30 кГц, то необходи­мо увеличить зазор в магнитопроводе резонансного дроссе­ля и повторить настройку снова. Если при увеличении час­тоты до 42 кГц напряжение на реостате продолжает расти, необходимо уменьшить зазор в магнитопроводе резонансно­го дросселя и повторить настройку снова.

Нужно добиться резонанса, т.е. настроить схему так, что­бы увеличение или уменьшение частоты инвертора приводи­ло бы к уменьшению напряжения на реостате. При указан­ных на схеме элементах предпочтительней всего добиться такого зазора в резонансном дросселе, чтобы резонанс с на­грузкой 0,15 Ом возникал на частоте 33...37 кГц. Резонанс на большей частоте увеличит максимальный сварочный ток, но ключи и выходные диоды будут работать на пределе.

Как только резонансная частота настроена, нажимаем обе кнопки одновременно. После продолжительного звуко­вого сигнала произойдет запись значения резонансной час­тоты в энергонезависимую память микроконтроллера. Вра­щая потенциометр R18, проверяем работу частотного регу­лирования. Минимальная частота должна быть равна резо­нансной. При вращении потенциометра изменение частоты должно сопровождаться коротким звуковым сигналом (всего 17 ступеней).

Если все происходит именно так, собираем полностью схему инвертора. Удаляем перемычку между контактами 3 и 4 оптопары DA8. Включаем инвертор в сеть. Через 5 с про­звучит сигнал зуммера, затем включится реле, и звук пре­кратиться. Потенциометром R18 выставляем минимальную частоту (она же fМАКС. МОЩН.), соответствующую максималь­ному току. Кратковременно нагружаем инвертор реостатом сопротивлением 0,15 Ом и измеряем напряжение в нагруз­ке. Если это напряжение превышает 23 В, то можно считать настройку завершенной. Если меньше, то следует увеличить зазор в магнитопроводе резонансного дросселя и повторить настройку сначала.

Автор: Руслан Липин, г. Хабаровск

Возможно, Вам это будет интересно:

meandr.org

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

В данной статье представляется новое поколение электронных источников сварочного тока (ИСТ), включающих в себя инверторы с «мягким» режимом коммутации, работающие на высокочастотных трансформаторах. Подобные инверторы имеют малый вес, надежны, гибкие в эксплуатации, обеспечивают хорошую эффективность, высокую скорость реакции и надежность управления. Примененный алгоритм управления инвертором позволяет обеспечить корректную работу при любом состоянии нагрузки и источника питания, малые потери в режиме холостого хода и автоматическое восстановление рабочего состояния после аварии по питающей сети. Представляется также прототип промышленного источника сварочного тока, имеющего напряжение холостого хода 80В, максимальный сварочный ток – 130А при частоте коммутации 80 кГц. От современных ИСТ требуются малый вес, надежность, безопасность, дешевизна и гибкость в эксплуатации. Качество сварки должно быть обеспечено независимо от используемых материалов и параметров окружающей среды ( температура, влажность и т.д.). Более того, электрод должен быть предохранен от протекания по нему какого-либо тока в нерабочем режиме. Для выполнения указанных требований важно обеспечить: широкий диапазон регулирования сварочного тока, а это, обычно, 3% - 100% от максимального значения, что нужно для увеличения гибкости и возможностей оборудования; высокую эффективность для исключения принудительного охлаждения; высокую частоту коммутации для минимизации веса ИСТ; достаточно высокий коэффициент мощности, что необходимо для получения максимальной мощности от питающей сети с учетом существующих стандартов; автоматическую адаптацию под различные условия работы, быстроту реакции на изменения нагрузки и устойчивость к аварийным режимам. Эти требования могут быть выполнены только с использованием высокочастотных инвертеров с «мягкой» коммутацией. В рамках описанного подхода, в данной работе представляется решение на базе резонансного инвертора на MOSFET, работающего выше частоты резонанса силового контура, включающего ВЧ-трансформатор и нагрузку. Это решение, минимизирующее токи обратного восстановления и коммутационные потери диодов, позволяет использовать высокие частоты переключения транзисторов инвертора при малых коммутационных перегрузках и при высокой эффективности преобразователя. Более того, достигается высокая степень использования магнитопровода трансформатора и естественное ограничение инвертером тока короткого замыкания. СХЕМОТЕХНИКА И РАБОТА ИНВЕРТОРА Топология инвертора показана на Рис.1. На показанной схеме можно выделить несколько функциональных блоков (частей).

Рис.1 Топология резонансного инвертора

Входная часть: включает в себя неуправляемый выпрямитель и конденсатор фильтра Cd (напряжение +300В питания инвертора). Емкость этого конденсатора рассчитывается обычно так, чтобы при полной нагрузке обеспечить пульсации напряжения на Cd 25% - 30%. Это делается для увеличения времени, в течение которого диоды первичного выпрямителя находятся в проводящем состоянии. Это приводит к увеличению величины коэффициента мощности, но приводит к необходимости уменьшать коэффициент трансформации N ВЧ-трансформатора (N=w1/w2), что в свою очередь приводит к росту тока первичной обмотки и ключевых транзисторов. Разумеется, вместо подобного выпрямителя возможно использования активного корректора коэффициента мощности, но такое решение приводит к неприемлемому росту стоимости устройства. Инвертер: при нормальных условиях работы, полумостовой инвертер работает на тактовой частоте выше частоты резонанса контура, поэтому полное сопротивление контура имеет индуктивный характер. Причем ток контура отстает по фазе от напряжения на выходе инвертора. Это обеспечивает «мягкое» переключение body-диодов MOSFET транзисторов и, следовательно, малые токи обратного восстановления и коммутационные потери. Поэтому медленные body-диоды полевых транзисторов могут использоваться в качестве D1 и D2 даже на высоких частотах. Так как коммутация транзисторов происходит при нулевом напряжении «сток-исток», то потери при включении очень малы. Потери при выключении в принципе малы из-за индуктивного характера нагрузки инвертора. Однако, все эти коммутационные потери могут быть еще уменьшены за счет применения соответствующих снабберных цепей, устанавливаемых между стоком и истоком ключевых транзисторов. Резонансный контур: Как видно из Рис.1, используется резонансный контур LCС – типа, то есть состоящий из индуктора Lr и «расщепленной» емкости, в которую входит Cp параллельно обмотке трансформатора) и конденсатор Cs (состоит из двух одинаковых конденсаторов Cs/2, включенных параллельно по переменному току). У этой топологии есть несколько преимуществ по сравнению с обычными резонансными конвертерами, как с последовательным резонансом (SRC: первичная обмотка включена последовательно с резонансным контуром), так и с параллельным резонансом (PRC: первичная обмотка включена параллельно с конденсатором резонансного контура). Предлагаемая топология более селективна, она обеспечивает более широкий диапазон регулировки тока нагрузки для данного диапазона изменения тактовой частоты инвертора. Более того, при правильном выборе компонент резонансного контура возможно сохранить некоторые положительные свойства и SRC (ограничение тока короткого замыкания) и PRC (управляемость и регулируемость при отсутствии нагрузки), при этом слабые места «обычных» резонансных топологий могут быть преодолены: ограниченный диапазон регулирования для SRC, потери при работе на холостом ходе и возможность насыщения трансформатора для PRC. В частности: 1. при максимальной нагрузке поведение резонансной части схемы определяется индуктором Lr и емкостью Cs, так как Cp зашунтирована малым импедансом нагрузки. Аналогичная ситуация наблюдается для SRC; 2. на холостом ходе резонансный ток мал, но не нулевой (течет через Cp). Таким образом не нарушается управляемость инвертора в отличие от SRC, а ключевые потери малы, в отличие от PRC; 3. при коротком замыкании, что является нормальным режимом для ИСТ, ток через резонансный контур ограничен импедансом Lr и Cs, величину тока короткого замыкания легко удерживать на необходимом уровне подстройкой тактовой частоты инвертора. Трансформатор: предложенная топология оптимизирует использование трансформатора по нескольким причинам. Во-первых, передача максимальной мощности в нагрузку происходит при минимальной частоте инвертора, в то время, как более высокие тактовые частоты требуются только при малых нагрузках. Во-вторых, из-за наличия последовательно с первичной обмоткой конденсатора отсутствует постоянная составляющая индукции в магнитопроводе трансформатора, поэтому возможно максимально использовать сердечник при его перемагничивании. В-третьих, форма тока и напряжения на обмотках – синусоидальная, что обеспечивает малые потери и нагрузку на трансформатор. В-четвертых, паразитные реактивности трансформатора не влияют на работу инвертора (складываются с реактивностями резонансного контура), что упрощает разработку трансформатора. Выходная часть: диоды выходного выпрямителя работают на высокой частоте, но благодаря синусоидальной форме, напряжение на диодах нарастает медленно после их выключения. Таким образом, потери на восстановление ограничены. Емкость конденсатора выходного фильтра C0 обычно очень маленькая, этот конденсатор нужен лишь для подавления помех, возникающих при горении дуги из-за индуктивности подводящих проводов к держателю электрода. Нагрузка: напряжение холостого хода определяется типом электрода, а сварочный ток определяет скорость плавления электрода.

РАБОТА ИНВЕРТОРА И РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ

Рис.2 Эквивалентная схема LCC-инвертора

Для анализа работы инвертора в установившемся режиме обратимся к схеме на Рис.2, где все переменные будем считать синусоидальными, а выходная часть схемы представлена эквивалентным сопротивлением RE, включенным последовательно с источником напряжения ue. Здесь же инвертер будет представлен просто источником напряжения ui, которое соответствует основной гармонике (to the fundamental components of actual inverter voltadge) на тактовой частоте Fsw. Пусть Ud – напряжение питания инвертора, а Ui – среднеквадратичное (эффективное) значение величины ui, тогда: Можно видеть, что U0 равно выпрямленному напряжению вторичной обмотки трансформатора. Более того, в установившемся режиме, U0 равно постоянной составляющей напряжения на нагрузке. В случае электрической дуги, нагрузку можно представить в виде источника напряжения с постоянным напряжением UL (десятки вольт) последовательно с резистором RL (десятки миллиом). Такая схема замещения дуги экспериментально подтверждена. Соответственно, мы считаем, что: Где N = N1/N2 – коэффициент трансформации, Up - эффективное значение up-напряжения на первичной обмотке. Отметим, что пульсации тока нагрузки IL считаются равными нулю. Фактически, при низком напряжении на нагрузке (десятки вольт) и высокой частоте коммутации (порядка 100кГц) малая индуктивность подводящих к электроду проводов (десятки микрогенри) достаточна для обеспечения фильтрации тока нагрузки. Таким образом, ток первичной обмотки i1 имеет прямоугольную (rectangular) форму с амплитудой IL/N и его основная гармоника (fundamental component) равна: поскольку в уравнениях, приведенных выше, UE по фазе совпадает с I1, мы можем представить нагрузку в виде единственного эквивалентного резистора RT, определенного следующим образом: Легко убедиться, что оба представления нагрузки удовлетворяют условию баланса мощьности. Короткое замыкание нагрузки: при этих условиях собственная резонансная частота контура становится: При этом регулировка выходного тока инвертора в режиме «к.з.» осуществляется изменением тактовой частоты в соответствие с выражением: Амплитуда резонансного тока описывается выражениями, подобными (5d) и (5e). Эти уравнения показывают, что для того, чтобы избежать существенных вариаций тактовой частоты при работе инвертора на реальную нагрузку емкость конденсатора Cp должна быть достаточно большой. С другой стороны, увеличение Cp приводит к увеличению тока в контуре на холостом ходе, что приводит к нежелательным потерям на холостом ходе. Следовательно, выбор номинала Cp необходимо производить на основе компромисса. Максимальная нагрузка: в этих условиях импедансом Cp можно пренебречь. Тогда: Коэффициент передачи инвертора: в общем случае коэффициент передачи может быть рассчитан в соответствие с выражением: где Zp – импеданс параллельных Cp и RT, ZS – импеданс последовательных LS и CS (величиной RS обычно можно пренебречь). На Рис. 3 показана зависимость коэффициента передачи инвертора в соответствие с выражениями, приведенными выше, от частоты. Q-фактор при коротком замыкании нагрузки определяется как: Соответственно, низкой величине Q соответствует большое значение RT, то есть при отсутствии нагрузки выходное напряжение становится максимальным. При больших значениях Q-фактора, то есть при коротком замыкании, выходное напряжение падает.

Рис.3 Коэффициент передачи инвертора по переменному току при разных Q

Рис.4 Блок схема управления инвертером

АЛГОРИТМ УПРАВЛЕНИЯ ИНВЕРТОРОМ Блок схема инвертора показана на Рис.4 и включает в себя несколько функциональных узлов, необходимых для обеспечения корректного поведения ИСТ во всех режимах. Данный алгоритм управления может быть реализован с помощью простой схемотехники и адаптирован к любым параметрам конкретной схемы инвертора, источнику питания и параметрам нагрузки. Рассмотрим работу схемы управления инвертора. Регулирование по току нагрузки: ток нагрузки измеряется с помощью трансформатора тока, включенного во вторичную обмотку силового трансформатора. Хотя более удобной с практической точки зрения является установка трансформатора тока в первичную цепь трансформатора, но измерение тока нагрузки в первичной цепи не возможно, т.к. это повлияет на точность измерения тока нагрузки. Сигнал с трансформатора тока выпрямляется, фильтруется и сравнивается с опорным значением Iref . Затем сигнал ошибки подается на пропоционально-интегральный усилитель (PI amplifier), который своим выходным напряжением управляет частотой задающего генератора (VCO). Среди различных возможным вариантов непосредственное управление частотой было выбрано по причине своей простоты, с учетом того, что в нашем случае динамические характеристики не критичны и стабильность может быть получена за счет ограничения полосы пропускания петли обратной связи по току нагрузки. При таком алгоритме управления если сопротивление нагрузки уменьшается, ток контура стремится возрасти и система отвечает повышением тактовой частоты. Это приводит к уменьшению коэффициента передачи инвертора (см. Рис.3), что компенсирует изменения величины сопротивления нагрузки и поддерживает ток нагрузки в соответствии с Iref. Аналогично система ведет себя при увеличении сопротивления нагрузки: тактовая частота снижается, что приводит к увеличению коэффициента передачи инвертора по переменному току. Ограничение тактовой частоты инвертора: достигается ограничением максимального и минимального значения усиленного сигнала ошибки VF. В частности, в предложенной схеме VFmax соответствует fmin и VFmin соответствует fmax. Минимальный ток нагрузки: величина максимальной тактовой частоты fmax определяет уровень минимального тока нагрузки и должна быть выбрана с учетом возможностей примененных ключевых элементов. Так как fmax связана с частотой fnl (no load) и с величиной Q-фактора Qnl, то необходимо очень внимательно отнестись к выбору fmax при расчете параметров резонансного контура. Автоматический выход преобразователя из аварийного режима: ограничение тактовой частоты минимальным значением fmin полезно и, теоретически, позволяет избежать заход инвертора на частоты ниже резонансной частоты контура, где управление инвертером становится неустойчивым. Но, фактически, при работе преобразователя на тактовой частоте, меньшей, чем резонансная частота контура, дальнейшее снижение тактовой частоты приводит к уменьшению тока, что приводит к увеличению сигнала ошибки по току, что приводит к еще большему уменьшению тактовой частоты схемой управления. На практике (см. Рис.3) нет простого способа избежать «захода» инвертора в область ниже частоты собственного резонанса контура только «правильным» выбором fmin. Реально, резонансная частота fnl на холостом ходе может быть выше частоты fn при максимальной (rated) нагрузке. Отключение нагрузки может по этой причине «загнать» систему ниже собственной резонансной частоты контура. Действительно, в нашей схеме управления fmin установлена ниже частоты резонанса, что служит несколько иной цели: это позволяет реализовать автоматическое восстановление работоспособного состояния инвертора, независимо от причин, повлекших потерю управления. Предположим, что из-за неожиданной просадки напряжения питания, инвертер не может обеспечить заданный ток в нагрузке. Система управления отвечает снижением тактовой частоты, которая «падает» ниже собственного резонанса контура. Инвертер оказывается в зоне неустойчивой работы и его тактовая частота снижается до fmin. После этого интегратор ПИ-усилителя ошибки сбрасывается в исходное состояние (reset) сигналом, поступившим от блока ограничения (Limiter block) и напряжение ошибки VF cпадает до значения VFmin, соответствующее частоте fmax. После этого тактовая частота инвертора быстро возвращается в область частот выше резонанса контура и нормальное управление восстанавливается, инвертер становится способен адекватно отрабатывать изменения нагрузки. В противном случае весь процесс повторяется до тех пор, пока не будет устранена причина аварийного поведения схемы управления. Исключение возможности работы инвертора ниже частоты собственного резонанса: чтобы исключить такой режим работы производится отслеживание фазового сдвига между прямоугольным сигналом с выхода задающего генератора, управляемого напряжением (VCO), который управляет работой ключевых транзисторов, и током вторичной обмотки трансформатора. Когда фаза этих сигналов приближается к нулю (состояние резонанса), фазовый детектор (Phase Detector) и блок подстройки опорного сигнала (RefeRence Adjustment Block) вырабатывают ступенчатый сигнал, который временно уменьшает величину опорного сигнала тока нагрузки Iref. Таким образом, ток нагрузки снижается, а частота коммутации увеличивается до тех пор, пока не закончится переходный период. Теоретически, ток резонансного контура iR на первичной стороне трансформатора мог бы быть измерен вместо тока во вторичной обмотке i2 для детектирования приближения тактовой частоты к резонансу. На практике, приближение тактовой частоты к резонансу происходит при максимальной мощности в нагрузке, когда токи текут через емкость Cp и током намагничивания трансформатора можно пренебречь. Тем не менее, измерение тока во вторичной цепи является более корректным. Ограничение выходного напряжения: для обеспечения корректной работы инвертора в качестве ИСТ и в соответствии со стандартами безопасности выходное напряжение в режиме холостого хода должно быть в пределах 60 – 80В. Для этого применен принцип “bang-bang” управления выходным напряжением u0: при возрастании выходного напряжения выше допустимого уровня инвертер останавливается сигналом с блока запрета (Enable block). После снижения напряжения на выходе (используется компаратор с гистерезисом) сигнал запрета снимается, и инвертер снова запускается. Работа инвертора в «спящем» режиме (standby mode): если ток нагрузки равен нулю, то система переходит в ждущий («спящий») режим. Инвертер находится в выключенном состоянии, но периодически запускается на несколько периодов тактовой частоты для контроля наличия или отсутствия тока нагрузки. Сигнал запуска повторяется с периодичностью единицы герц, поэтому потребляемая мощность в этом режиме очень мала. Предотвращение замыкания электрода: при замыкании электрода возникает режим короткого замыкания, что детектируется датчиком напряжения на нагрузке. Быстрый рост тока нагрузки на 20-30% приводит к плавлению в области сваривания детали и отключению электрода. Поэтому реакция на такие резкие изменения тока нагрузки должна быть достаточно быстрой со стороны схемы управления и полоса пропускания по цепи обратной связи по току должна составлять порядка 1кГц. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ СИЛОВОЙ ЧАСТИ РЕЗОНАНСНОГО ИНВЕРТОРА Этот раздел представляет упрощенную процедуру расчета для предварительной разработки инвертора. Конденсатор входного фильтра питания: как уже говорилось, номинал этого конденсатора выбирается на основе компромисса между необходимостью получения достаточного коэффициента мощности с одной стороны и разумным уровнем переменной составляющей напряжения (пульсации) на конденсаторе, с другой. Для выбора емкости Cd используется диаграмма, приведенная на Рис.5, на котором показана зависимость коэффициента мощности, напряжения пульсаций ud от параметра w:

Рис.5

Тоесть связь между пиковой энергии, запасаемой конденсатором (Us – амплитудное значение напряжения питания) и энергией, передаваемой в нагрузку с максимальной мощностью PLn при периоде сетевой частоты TS. где LS – индуктивность в цепи питания, если таковая имеется. Рабочая частота инвертора: рабочая частота fr определяется как входной параметр при разработке устройства. Она выбирается исходя из имеющейся элементой базы по ключевым приборам, с учетом требований к массо-габаритным параметрам, КПД, стоимости. Коэффициент трансформации силового трансформатора: выбирается таким образом, чтобы на выходе инвертора обеспечивалось требуемое напряжение при минимальном напряжении питающей сети и, одновременно, максимальной нагрузке. При этих условиях инвертер работает ниже резонанса и емкостью Cp можно пренебречь, поэтому напряжение на первичной обмотке достигает величины выходного напряжения инвертора Можно получить: где Udmin – минимальное допустимое значение Ud. На практике, следует учесть падение напряжения на различных элементах схемы. Особенности работы на высоких частотах коммутации приводят к накладываниям по времени интервалов проводящего состояния выходных диодов, что происходит из-за наличия индуктивности рассеивания. При максимальном токе нагрузки ILn соответствующее падение напряжения Ux будет равно: где Lx – индуктивность рассеивания трансформатора. Эта проблема частично может быть решена перемещением конденсатора Cp во вторичную обмотку трансформатора, с учетом коэффициента трансформации. Это уменьшает эффекты, возникающие из-за наличия индуктивности рассеивания, но вызывает увеличение тока, текущего по обмоткам трансформатора. Параметры резонансного контура: для данной рабочей частоты fr параметры резонансного контура fn и Q, а также отношение Cp/Cs выбираются с помощью графиков на Рис.3 С учетом следующих моментов: - увеличение отношения fr/fn увеличивает voltadge margin, в частности, коэффициент передачи по напряжению инвертора при f = fn должен быть достаточно большим, чтобы скомпенсировать любые колебания напряжения питающей сети; - увеличение добротности контура делает его более избирательным ( отношение fr/fn можно уменьшить), но приводит к большим перенапряжениям на элементах контура (UCs ~ QUi) и делает регулирование более трудным. - увеличение отношения Cp/Cs делает коэффициент передачи инвертора по напряжению менее зависимым от величины нагрузки, но приводит к большим токовым нагрузкам на элементы схемы; Относительно последнего аспекта, в Табл.1 даны величины дополнительного тока в зависимости от отношения Cp/Cs. Где IR0 – эффективный максимальный ток резонансного контура при Cp = 0, IRn – тот же ток при наличии Cp. Отметим, что относительный рост токовых нагрузок имеет место при Cp/Cs больше 1. После того, как были выбраны fn и Q, значения Zn, LR и Cs легко рассчитываются. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ Был изготовлен прототип инвертора на MOSFET – транзисторах со следующими параметрами: напряжение холостого хода U0 = 80В, напряжение при максимальной нагрузке ULn = 30В при максимальном токе нагрузки ILn = 130A. Тактовая частота инвертора при полной нагрузке была выбрана равной fr = 80кГц. На основании данных на Рис.3 были выбраны следующие значения: fn = 0.9fr Q = 3 Cp = Cs На основании этих параметров были получены следующие параметры резонансного контура инвертора: LR = 11 Cp = 470nF Cs = 470 nF C0 = 10 Cd = 2000 N = 3 Типичные осциллограммы сигналов показаны на Рис.6-8.

Рис.6 Осциллограммы.

На Рис.6 показано поведение резонансного контура: напряжение сток-исток uDS ключевых транзисторов, резонансный ток iR, резонансные напряжения на конденсаторах up и us (только переменная составляющая). Отметим отсутствие выбросов напряжения на осциллограммах и синусоидальную форму токов и напряжений, несмотря на высокую частоту коммутации. На Рис.7 показано поведение напряжения и тока нагрузки в момент начала процесса сварки (переходной режим резкого изменения нагрузки от ХХ до некоего установившегося режима). На Рис.8 показано поведение напряжения и тока нагрузки при снятии нагрузки и прекращении процесса сварки. ЗАКЛЮЧЕНИЕ Предложена топология резонансного LCC – инвертора, которая удобна для использования в качестве источника сварочного тока. Инвертер работает на тактовой частоте выше частоты собственного резонанса колебательного контура. Контроллер обеспечивает алгоритм управления, соответствующий назначению инвертора. Тестирование промышленного прототипа инвертора подтвердили его высокую эффективность, высокую удельную мощность на единицу объема, повторяемость и экономическую эффективность.

Кроме статьи "Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора" смотрите также:

nanolife.info

Какой фирмы инверторный сварочный аппарат лучше. Рейтинг лучших сварочных инверторов.

Сварочный инвертор сегодня активно используется не только в производственных потребностях, но и дома. Это связано с отличными функциональными и производственными достоинствами.

Если вы хорошо разбираетесь в электронике, то имея схемы и инструкцию изготовления, можно инверторный сварочный аппарат сделать своими руками, при этом потратив деньги только на расходные материалы. Этот вариант подходит для людей, которые любят покупать технику хорошего качества. Инверторные аппараты известных фирм стоят очень дорого, а дешевые – только будут приносить разочарование от использования.

Для того чтобы приступить к конструированию самодельного сварочного инвертора, необходимо тщательно поработать над его схемой: изучить всю конструкцию, разобраться с электроникой, расставить очередность выполнения работ.

Практически все сварочные инверторы, изготовленные своими руками, имеют такие основные элементы:

1. Блок питания;
2. Драйвера силовых ключей;
3. Силовая часть.

При конструировании сварочного инвертора важно ориентироваться в его характеристиках:

• Максимальное значение потребляемого тока – 32 А;
• При работе используется ток не более 250 А;
• Для выполнения сварочных работ достаточного сетевого напряжения 220 В;
• Для работ используются электроды диаметром 3- 5 мм, и длиной 10 мм.
• Полученный аппарат будет иметь показатели КПД не меньше, чем профессиональная версия прибора.

Схема сварочного аппарата своими руками

Когда вы определились, что инверторный аппарат будет строиться самостоятельно, первым делом станет составление схемы .

Вам необходимо продумать и предусмотреть вентиляцию механизмов прибора, так как это крайне важно, чтобы избежать перегревания деталей внутри. Самым простым и оптимальным решением станет использование радиаторов от системных блоков Pentium 4, Athlon 64. Эти составляющие доступны в продаже и имеют невысокую цену.

В схеме необходимо предусмотреть наличие и расположение скоб, которые будут фиксировать трансформатор.

Подготовительные работы перед сборкой аппарат

Когда схема прибора составлена, необходимо переходить к подготовке комплектующих и деталей. Чтобы собрать инвертор своими руками,вам будут необходимы такие материалы:

Чтобы не возникало проблем с перепадами напряжения, необходимо выполнять обмотку по всей ширине каркаса. В конкретно предложенном варианте аппарата будет 4 обмотки:

1. Первичная. В нее войдет 100 витков, ПЭВ 0,3 мм;
2. Вторичная первая – 15 витков, ПЭВ 1 мм;
3. Вторичная вторая – 15 витков, ПЭВ 0,2 мм;
4. Вторичная третья – 20 витков, ПЭВ 0,3 мм.

Плата и блок питания устанавливаются отдельно друг от друга, между ними располагается лист металла. Для его крепления к корпусу сварочного инвертора необходимо применять сварочные швы.

Чтобы производить управление затворками, необходимо установить проводники. Их длина должна быть не больше 15 см, к сечению особых требований не предъявляется. При процессах сборки аппарата, необходимо детально изучить схему к нему, разобраться во всех важных моментах соединения деталей между собой.

Блок питания обязательно после первичной обмотки накрывается экранизирующей обмоткой . Ее изготавливаются из аналогичного провода. Все витки накрытия должны иметь такое же направление, как и первичные, и полностью их перекрывать. Между каждой обмоткой обязательно должна находиться изоляция. Для нее можно использовать лакоткани или малярный скотч.

При вводе блока питания в эксплуатацию, необходимо поработать над подбором необходимого сопротивления. Его необходимо сбалансировать таким образом, чтобы подаваемое питание на реле было в пределах 20-25 В.

Тщательно подойдите к подбору радиаторных элементов для входных выпрямителей. Они должны быть мощными и надежными. Отлично себя зарекомендовали б\у детали от компьютеров. Они доступны в продаже на радиорынке.

Для сварочного инвертора необходимо наличие 1 термического датчика . Его устанавливают внутри радиатора. Для регуляции тока в дуге, покупается и устанавливается ШИМ-контроллер на блок управления. Конденсатор будет выдавать напряжение ШИМ, от этого будут зависеть параметры силы тока сварки.

Собираем сварочный инверторный аппарат

Купив все необходимые детали для сварочного инвертора, переходим к его сборке. Перед началом установки деталей, проверьте их исправность. Найдите готовый дроссель и начинайте его обмотку. Для этого необходимо использовать провод ПЭВ-2 . Обязательное количество витков – 175. Выбранный конденсатор должен иметь напряжение не менее 1000 В. Если вы не можете купить один конденсатор с таким напряжением, можно установить несколько, чтобы в сумме их емкость равнялась 1000 В.

Старайтесь в установке не использовать один мощный транзистор, его лучше заменить несколькими, менее мощными. Эти показатели влияют на рабочую частоту, что влечет образования больших шумовых эффектов во время сварочных работ. Если вы неправильно рассчитаете необходимую мощность аппарата, это повлечет быструю его поломку и ремонтные работы.

Когда начинается сборка сварочного инвертора, необходимо обязательно соблюдать расстояние между обмоткой и магнитопроводами. Между слоями обмотки должна обязательно укладываться пластина из текстолита. Это помож

levevg.ru

Силовая электроника своими руками

Автор: Липин Руслан Владимирович [email protected]

Силовая часть с драйверами.

 

    Резонансный мост – это одна из разновидностей двухтактных преобразователей инверторного типа. Во время первого такта открыты транзисторы (далее ключи)VT1 и VT2, во время второго – VT4 и VT5. Такты отличаются полярностью подачи высокого напряжения (приблизительно 300В) в резонансную цепочку, состоящую из конденсатора C17, сварочного трансформатора T1 и дросселя L1. Для безопасной работы ключей инвертора между тактами необходима пауза (DeadTime). В сварочном инверторе частота преобразователя должна быть такой, чтобы ёмкость С17,  индуктивность L1 + индуктивность нагруженного на дугу трансформатора образовывали контур, в котором на этой частоте происходит резонанс напряжений. При этом мощность в нагрузке максимальна.  При коротком замыкании в сварочной цепи этот резонанс уходит, как бы ограничивая ток короткого замыкания. Подстраивая частоту инвертора можно добиться максимальной мощности в дуге. С увеличением частоты ток в контуре начинает ограничиваться реактивным сопротивлением дросселя L1 и ток в дуге понижается. Таким образом, один раз настроив резонансную частоту (читай, частоту при которой в контуре с трансформатором, нагруженным на дугу, в дуге максимальная мощность) можно изменять значение сварочного тока, увеличивая частоту инвертора относительно резонансной. 

    При включении инвертора в сеть через пусковой резистор R1 и спаренный выпрямитель VD6-VD13 заряжаются ёмкости С3 и C4. Как только ёмкости зарядятся до напряжения 200-250В включиться реле K1, и своими контактами зашунтирует резистор R1. Ёмкости дозаряжаются до напряжения приблизительно 300 В. C этого момента высоковольтная часть инвертора готова к работе.

    В своём сварочном инверторе для управления мощными IGBT-транзисторами, я применил специализированные драйверы фирмы IR. Драйверы верхних ключей получают питание от бустпретных ёмкостей С5 и C8.  Эти ёмкости периодически подпитываются через диоды VD14 и VD19 в моменты открытия нижних ключей. Здесь верхними (условно) ключами называю те транзисторы, коллекторы которых соединены с плюсом силового питания 300 В. У нижних ключей эмиттеры соединены с минусом силового питания 300 В.  

    Для согласования ТТЛ уровней микроконтроллера с уровнями входов LIN и HIN драйверов (не менее 9 В) служат элементы R2, R9, VT3, VT6.  Резисторы R8 и R14 обеспечивают неактивный режим драйверов во время “пусковой распутицы” микроконтроллера.

    Удвоитель напряжения собран на элементах VD23, VD26, VD27, С15, C16, С11 и служит для облегчения зажигания дуги. Программой микроконтроллера непрерывно отслеживается состояние выхода сварочного инвертора.  При коротком замыкании на выходе светодиод оптопары U1 потушен и на входе UOut  будет высокий логический уровень. Для защиты от пробоя силовых элементов схемы неизбежными выбросами напряжения служат так называемые снабберы и сапрессоры  VD17, VD18, VD22, VD28,  С13, C14, R19, R21, а также ограничитель “раскачки” R20.

    Ключи желательно припаять к медной подложке. О том как это сделать написано здесь.

Микроконтроллерный блок управления с блоком питания.

    Использование любого аппарата электродуговой сварки предполагает наличие достаточно мощной сети питающего напряжения. Это условие не всегда обеспечивается при сварке в условиях гаража или дачи. Отсюда повышенные требования к блоку питания (БП). Для питания ответственных узлов БП должен обеспечивать стабильное напряжение при просадке сетевого напряжения до 150 В, а лучше, ещё меньше. Для этой цели как нельзя лучше подходит импульсный блок питания, построенный по схеме обратноходового преобразователя, в простонародье называемый флайбэк. Представленный на схеме БП обеспечивает стабильное напряжение на выходе при просадке сетевого до 50 В! При этом запускается рывком при напряжении выше 80 В. Таким образом, отсутствует промежуточный режим работы когда напряжение на выходе уже есть, но ещё не 12,5 В. Для инверторов это важно, поскольку исключается работа ключей в линейном режиме. Желаю всем сваркостроителям использовать в качестве блока питания именно флайбэк! Уверяю, что затраты окупятся сполна. К слову сказать, в моём инверторе от линейного режима ключи защищены ещё и специализированными драйверами фирмы IR.

    Мотая трансформатор нужно обеспечить хорошую межобмоточную изоляцию. В моей конструкции все обмотки намотаны медным проводом в лаковой изоляции диаметром 0,2 мм. При подключении трансформатора необходимо правильно соблюсти фазировку обмоток, иначе флайбэк работать не будет. Подборкой сопротивления резистора R1,  добиваемся напряжения на выходе 12,5 В. Это напряжение используется для питания драйверов. Микроконтроллер получает питание через параметрический стабилизатор КР142ЕН5А.   

Работа программы и настройка резонансной частоты.

    Целью настройки резонансного моста является настройка резонансной частоты. Здесь и далее резонансной частотой буду называть ту частоту инвертора, при которой в дуге максимальная мощность.

 

Рабочий режим.

    При включении устройства в сеть светодиод потушен и звучит сигнал. Затем, если контакты термостатов замкнуты, запускается инвертор на резонансной частоте. Значение резонансной частоты считывается из нулевой ячейки EEPROM. При первом включении резонансная частота будет 30 кГц. Как только напряжение в сварочной цепи превысит 12 В (короткого замыкания нет) на проводе UOut возникнет низкий логический уровень и инвертор перейдёт в рабочий режим.

    В рабочем режиме горит светодиод, звуковой сигнал выключен. Проверяется положение потенциометра. Вращение движка потенциометра приведёт к изменению рабочей частоты инвертора. Рабочая частота меняется ступенями (всего 17 положений) от резонансной (минимальной) до максимальной. Изменение рабочей частоты сопровождается коротким звуковым сигналом. При этом максимальному сварочному току соответствует минимальная частота (она же резонансная). Увеличение частоты приводит к уменьшению тока в дуге. Таким образом, вращая потенциометр можно регулировать ток в дуге.

    При коротком замыкании в сварочной цепи и работе инвертора на частоте выше резонансной существует опасность “словить” резонанс в коротком замыкании. Вероятность, конечно мала, но стоит перестраховаться, поскольку резонанс в коротком замыкании – это верная смерть ключей инвертора! С целью защиты “от смерти” в рабочем режиме периодически проверяется логический уровень на выводе UOut детектора короткого замыкания в сварочной цепи. Если таковое имеется, то на входе UOut появится высокий логический уровень и инвертор начнёт работать на резонансной частоте независимо от положения движка потенциометра. При этом светодиод потушен. Если в течение 1 секунды не произойдёт повышения напряжения в сварочной цепи, то работа инвертора блокируется, и программа начнёт выполняться сначала. Так выполняется функция антизалипания электрода.

    Если во время работы произойдёт аварийное отключение одного из термостатов TS1 или TS2, то работа инвертора блокируется, включается прерывистый звуковой сигнал и начинает мигать светодиод. Как только температура понизится, и оба термостата будут включены, работа инвертора возобновиться.

 

Настройка резонансной частоты.

    Перед подачей силового питания на ключи запускаем блок управления. Временно устанавливаем перемычку между проводом UOut и минусом. Осциллографом проверяем управляющие импульсы на затворах ключей. Там должны быть прямоугольные импульсы частотой 30 кГц. Если всё так и есть, включаем в сварочные провода мощный реостат сопротивлением 0,15 Ом (для токов 170-200 А) и шунтируем контакты реле. Подаём питание на блок управления. Силовое питание запитываем через ЛАТР. Поднимая напряжение на ЛАТРе, следим за увеличением напряжения на реостате. Если всё нормально, устанавливаем на ЛАТРе 80-120В и начинаем настройку.

    Чтобы войти в режим изменения резонансной частоты необходимо нажать и удерживать обе кнопки до включения звукового сигнала. После отпускания кнопок, звуковой сигнал выключается, и светодиод начинает часто мигать, что свидетельствует о переходе в режим редактирования резонансной частоты. При этом инвертор начинает работать на резонансной частоте. Кликая кнопками изменяем частоту инвертора и добиваемся максимального напряжения на реостате. Если резонансная частота находится ниже 30 кГц, то увеличиваем немагнитный зазор в дросселе. Если резонансная частота выше 42 кГц, то зазор в дросселе следует уменьшить.  Как только резонансная частота подстроена на максимальную мощность, можно произвести запись значения резонансной частоты в EEPROM. Для этого кликаем одновременно на обе кнопки. После продолжительного звукового сигнала произойдёт запись.

    Восстанавливаем схему инвертора, удаляем перемычку с провода UOut, отключаем реостат. Включаем инвертор в сеть. Должно включиться реле и загореться светодиод. Потенциометром выставляем минимальную частоту (она же резонансная). Кратковременно нагружаем инвертор реостатом 0,15 Ом и замеряем на нём напряжение. Если это напряжение составляет 22-30 В, то можно Вас поздравить с успешной настройкой! Держак в руки и вперёд!

    Если напряжение меньше 22 В, то нужно увеличить зазор в дросселе и повторить настройку сначала.

Вес аппарата со сварочными проводами 8 кг.

Переход на главную страницу

ruslanlipin.narod.ru

Перспективы применения резонансных преобразователей в качестве источников сварочного тока

радиоликбез

Статья представляет собой краткий обзор работ, посвященных исследованию возможности и перспектив применения резонансных преобразователей напряжения в качестве основы для построения сварочных инверторов — источников сварочного тока.

В настоящее время благодаря развитию элементной базы силовой электроники стало возможным и экономически целесообразным массовое производство источников сварочного тока (ИСТ), построенных на базе высокочастотных ключевых преобразователей. За оборудованием данного типа закрепилось название «сварочный инвертор». Все ведущие фирмы в области производства сварочного оборудования освоили выпуск сварочных инверторов, как бытового назначения, так и профессионального класса для промышленного сектора.

Преимущества ИСТ инверторного типа по сравнению с традиционными сварочными выпрямителями по таким ключевым параметрам, как масса и габариты, энергетическая эффективность и функциональность достаточно очевидны и описаны в специальной литературе, поэтому здесь обсуждаться не будут. Первой, и не простой задачей, которая встает перед разработчиком ключевого источника питания, является выбор оптимальной топологии (схемотехники) будущего устройства. Автор предпринял попытку собрать доступную информацию о топологии сварочных инверторов, выпускаемых крупными производителями. Источниками являлись инструкции по эксплуатации (Service Manuals), размещенные на сайтах компаний. Несмотря на то, что производители неохотно публикуют принципиальные схемы, все же можно найти интересующие нас данные, которые сведены в табл. 1.

В таблицу включены сварочные выпрямители инверторного типа, предназначенные для ручной дуговой сварки штучным электродом диаметром 3...4 мм. Этот класс инверторов выбран как наиболее распространенный и востребованный по мнению автора.

Из табл. 1 видно, что не наблюдается явного предпочтения какой-либо топологии. Авторы публикации [1], однако считают, что «сегодня наиболее популярной топологией (применительно к ИСТ, прим, автора) стал несимметричный мостовой прямоходовой конвертер. При необходимости увеличения рабочего тока используется параллельное включение по входу и выходу двух одинаковых модулей, управляемых ШИМ-контроллером с фазовым сдвигом в 180°». Указанный в цитате тип конвертера среди российских разработчиков более известен как «косой мост», он не обладает какими-либо особенными энергетическими показателями, но имеет три очень существенных свойства — более высокую надежность по сравнению с двухтактными конвертерами за счет отсутствия сквозных токов, отсутствие проблемы динамического подмагничивания магнитопровода силового трансформатора при использовании потактового ограничения тока ключевых транзисторов, технологическую простоту, что и делает его, возможно, оптимальным выбором для построения сварочного инвертора на токи приблизительно до 130 А. Как известно, главный недостаток этого типа конвертера — большие динамические потери на всех ключевых элементах из-за жесткого характера коммутации. Справедливости ради, необходимо отметить, что это относится и к традиционным двухтактным преобразоват елям. Этим обстоятельством объясняется явный всплеск примерно с середины 80-х годов прошлого века интереса к преобразователям С «МЯГКИМ» режимом коммутации силовых транзисторов и диодов. Вместе с этим известны работы по преодолению проблемы коммутационных потерь в «косом мосте». Кардинальный способ заключается в применении пассивных и активных бездиссипативных демпферных цепей с возвратом накопленной ими за рабочий такт энергии в источник питания. К сожалению, повышение эффективности, полученное таким схемотехническим способом, приводит к необходимости использования дополнительных реактивных и активных элементов, в результате чего страдает как простота, так и надежность.

Таким образом, интерес к преобразователям с «мягкой» коммутацией возникает совершенно закономерно. К таким преобразователям относятся резонансные, квазирезонансные (обычно — однотактные конвертеры с одно- и двухполупериодным режимом работы ключа), мультирезонансные и конвертеры с ШИМ и «мягким» режимом коммутации (в зарубежной литературе — soft-switched PWM).

Обзор достоинств и недостатков перечисленных выше разновидностей ключевых преобразователей с определением оптимальных областей применения сделан в [2].

Об особенностях построения импульсных резонансных преобразователей напряжения можно прочитать в [3]. В [4] на примере полумостовой топологии показаны особенности коммутационных процессов в трех наиболее изученных и применяемых типах резонансных преобразователей — конвертер с последовательным включением нагрузки в LC-контур (series-loaded resonant converter — SRC), конвертер с параллельным включением нагрузки (parallel-loaded resonant converter — PRC) и конвертер с последовательно-параллельным включением нагрузки (series-parallel loaded resonant converter — SPRC). В преобразотелях SPRC нагрузка может быть подключена как к части резонансной емкости (так называемый LCC converter), так и к части резонансной индуктивности (LLC converter). Топологическое многообразие резонансных преобразователей весьма велико и их рассмотрение выходит за рамки данной работы. В последнее время появилось большое числе публикаций, посвященных особенностям конвертеров LLC типа, с примером их применения в качестве ИСТ можно познакомиться в [5].

Обратимся к работам, посвященным возможности применения резонансных конвертеров в качестве источников сварочного тока. Судя по публикациям в зарубежных журналах, в качестве основы сварочных инверторов с «мягкой» коммутацией в основном рассматриваются следующие варианты.

Мостовой преобразователь, управляемый ШИМ с фазовым сдвигом (phase-shifted full bridge ZVS PWM converter). Снижение коммутационных потерь достигается за счет затягивания фронтов тока и напряжения на силовых транзисторах благодаря использованию резонансных процессов, протекающих только на интервалах времени переключения транзисторов и последующего возврата накопленной реактивной мощности из элементов резонансной цепи обратно в источник питания ИСТ.

Резонансный преобразователь LCC с регулированием за счет изменения частоты коммутации силовых транзисторов относительно собственной частоты резонансного контура (частотный способ). Существуют и другие способы регулирования тока (напряжения) нагрузки. Известен метод регулирования с постоянным временем включенного состояния транзистора и переменной паузой между тактами. Его характерный недостаток — необходимость увеличения индуктивности выходного дросселя. Возможно построение мостового резонансного LCC преобразователя с фиксированной частотой коммутации и регулированием методом ШИМ с фазовым сдвигом между плечами моста. При частотном методе предпочтительным является режим работы, когда частота коммутации всегда выше собственной частоты контура [4]. В этом случае включение транзисторов происходит при нулевом напряжении, а выключение — «жесткое», но при этом можно существенно снизить потери при выключении за счет применения так называемых ‹‹бездиссипативных демпферов, которые представляют собой просто конденсатор››, установленный параллельно силовому транзистору. Фактически — это вырожденный случай известного RCD-демпфера.

Характерные недостатки LCC конвертеров: во-первых, это достаточно большой реактивный ток на холостом ходу, коммутируемый силовыми транзисторами, что заставило авторов ввести дополнительный «спящий режим — схема управления (СУ) кратковременно запускает силовой каскад и проверяет наличие тока нагрузки, если тока нагрузки нет, то конвертер останавливается, а через некоторое время попытка повторяется. Если ток нагрузки обнаруживается, то СУ из « спящего» режима переходит в нормальный и к онвертер работает далее в штатном режиме. Во-вторых, возникает проблема «забегания» частоты ком мутации, определяемой СУ, в область частот ниже собственной резонансной частоты контура. Эго происходит из-за ограниченного быстродействия СУ по цепи обратной связи и зависимости собственной резонансной частоты контура от тока нагрузки. Эта ситуация проиллюстрирована на рис. 1, по вертикальной оси отложена величина коэффициента передачи кон нертера по напряжению, а по горизонтальной — относительная частота расстройки.

На холостом ходу СУ устанавливает частоту коммутации равную Fa — конвертер работает в точке А, собственная резонансная частота контура равна Fp. Частота Fa определяется выбранным коэффициентом трансформации силового трансформатора, добротностью контура и необходимым напряжением холостого хода. Пусть теперь сопротив ление нагрузки уменьшается до своего минимального значения, собственная

частота контура становится равном Fs, а конвертер переходит сначала в точку В из-за ограниченного быстродействия СУ, а затем — в точку С, в которой устанавливается ток нагрузки, равный току уставки (задания) СУ. Если теперь сопротивление нагрузки резко увеличивается, например, конвертер снова возвращается в режим холостого хода, то контурная частота становится равной Fp, но коммутационная частота осталась в точке С из-за ограниченного быстродействия СУ. В результате СУ продолжает уменьшать частоту управления транзисторами, чтобы вернуться в точку А, так как СУ не знает, на каком склоне АЧХ контура она сейчас находится. Для преодоления этой проблемы авторы вынуждены были использовать дополнительный модуль в СУ — фазовый детектор, с помощью которого СУ определяет, где находится частота ее задающего генератора по отношению к текущей контурной частоте. Дополнительно к этому необходимо ограничивать диапазон перестройки тактового генератора СУ как снизу, так и сверху Несмотря на все описанные проблемы, авторами был создан прототип промышленного сварочного инвертера со следующими параметрами. Напряжение холостого хода — 80 В, максимальный сварочный ток — 130 А при частоте коммутации 80 кГц, топология — полумостовой преобразователь на MOSFET. В работах также представлены результаты разработки ИСТ на базе LCC конвертера. Например, представлен действующий прототип ИСТ — мостовой конвертер с «мягким» режимом переключения всех активны силовых элементов и частотным методом регулирования тока нагрузки. При изменении частоты коммутации в диапазоне 65...100 кГц ток нагрузки регулируется в диапазоне 50...150 А, напряжение холостого хода — 70 В. Из рис. 1 видно, что необходимое напряжение холостого хода может быть получено при различных значениях коэффициента трансформации силового трансформатора, что позволяет оптимизировать последний. Мультирезонансный преобразователь, являющийся, фактически, усложненной версией LCC и LLC конвертеров. Внимание разработчиков к мультирезонансным преобразователям (МРП) объясняется желанием добиться такой АЧХ формирующего контура и его поведения в зависимости от сопротивления нагрузки, которое позволило бы оптимизировать процесс коммутации силовых транзисторов конвертера во всем диапазоне изменения частоты коммутации и нагрузки, если используется регулирование частотой, и получить достаточный диапазон регулировки тока нагрузки. В мультирезонансных конвертерах формирующий контур содержит более трех реактивных элементов. Часто термин LCC converter или SPRC converter применяется и к мультирезонансным версиям. Примеры построения силовой части сварочного инвертора на базе МРП можно посмотреть, например, в [8,16,17]. В работе [17] описан полу мостовой ИСТ, обеспечивающий сварочный ток до 200 А при напряжении дуги 25 В на частоте 85 кГц. Интересной особенностью данного лабораторного прототипа является применение активного корректора коэффициента мощности (ККМ) на входе ИСТ. Ток нагрузки регулируется изменением напряжения питания конвертера, контролируемого с помощью ККМ. Мультирезонансный ИСТ с частотным регулированием описан в [8]. Был получен диапазон тока нагрузки 60... 150 А при изменении частоты коммутации 65... 100 кГц, отмечаются хорошие динамические характеристики устройства. Амплитудно-частотная и фазо частотная характеристики коэффициента передачи ИСТ из [8] приведены на рис. 2. На рис. 3 показана топология силовой части преобразователя [8].

В [16] описан мостовой ИСТ с максимальным током нагрузки 150 А при 26 В и напряжением холостого хода 50...70 В. Топология силовой части полностью аналогична [8] и для краткости может быть названа LLLCCC-конвертер с частотным регулированием.

Резонансный преобразователь SRC. Одна из наиболее схемотехнически простых резонансных топологий так же, как и предыдущие, обсуждается в качестве ИСТ в публикациях [18—20]. В работе [ 19] описывается модифицированный вариант SRC-конвертера, имеющий интересные особенности. Используется частотный метод регулирования полумостового SRC, причем частота коммутации всегда ниже контурной. При этом ключи коммутируются при нулевом напряжении на них (режим ZVS), а не при нулевом токе (режим ZCS), что обычно имеет место, когда контурная частота выше коммутационной. Для реализации принудительного ZVS параллельно первичной обмотке силового трансформатора установлена дополнительная индуктивность Lp (в качестве Lp, авторы использовали индуктивность намагничивания силового трансформатора), а в качестве резонансной используется индуктивность рассеивания трансформатора. Второй особенностью является принудительное ограничение напряжения на резонансных конденсаторах Cl, С2 на уровне напряжения питания конвертера с помощью дополнительных диодов VD1, VD2 (рис. 4).

Это простое схемотехническое решение ограничивает запасаемую контуром энергию и, как следствие, приводит к дополнительному ограничению тока короткого замыкания с высоким быстродействием. Также упрощается проблема выбора оптимальной нагруженной добротности контура и повышается надежность токовой защиты силовых транзисторов конвертера. На лабораторном прототипе был получен ток нагрузки 130 А при напряжении 25 В. Напряжение холостого хода 80 В и КПД порядка 92 %. Выходной выпрямитель нагружен на емкостный фильтр (в соответствии с [4]), что не всегда приемлемо с точки зрения реакции со стороны нагрузки — сварочной дуги.

Конденсаторы С3 и С4 — демпферы, использующие режим ZVS.

Резонансные преобразователи напряжения активно используются в качестве основы для построения сварочных инверторов, так как возможноcти снижения коммутационных потерь в преобразователях с прямоугольной формой напряжения фактически исчерпаны. Основные трудности связаны с тем фактом, что минимальные коммутационные потери в резонансных преобразователях достигаются в узком диапазоне токов нагрузки в силу естественных особенностей этого класса конвертеров, в то время как диапазон изменения нагрузки сварочного инвертора - от холостого хода до короткого замыкания, поэтому основное направление в адаптации резонансных конвертеров в качестве ИСТ— это поиск оптимальных топологий, обеспечивающих «мягкую» коммутацию силовых ключевых элементов во всем диапазоне токов нагрузки.

Автор не ставил своей целью в ограниченном объеме журнальной статьи предоставить исчерпывающую информацию по такой сложной и объемной проблеме, как применение резонансных преобразователей в источниках питания сварочной дуги. В статье сделана попытка показать в целом текущее состояние обсуждаемой проблемы и познакомить читателя с практическими результатами работ по использованию этого класса преобразователей в качестве ИСТ.

Литература:

1.    Н. Меске, W. Fischer, F. Werther. Soft switching inverter power source for arc welding. EPE'97, Trondheim, pp. 4333—4337, 1997

2.    M. M. Jovanovic. Resonant, quasi-resonant, multi-resonant and soft-switching techmques-ments and limitations. Int. Journal Electronics, vol. 77, No. 5, 1994, pp. 537—554.

3.    Г. Волович. Резонансные преобразователи напряжения. — Схемотехника, 2003, № 8, с. 10—12.

4.    R. L. Steigerwald. A comparison of half-bridge resonant converter topologies. IEEE Transactions on power electronics, vol. 3, No. 2, 1988, pp. 174—182.

5.    Z. F. Bat. LCL-type resonant arc welding power supply and its steady-state mathematical model. Transactions of China Welding Institution, vol. 21, part 4, 2000, pp. 80—83.

6.    H. Aigner, K. Dierberger, D. Graf-ham. Improving the full-bridge phase-shift

p>ZVT converter for failure-free operation under extreme conditions in welding and similar applications. IEEE Industry Appl. Conference, 12—15 October 1998, vol. 2, pp. 1341—1348.

7.    S. J. Jeon, G. H. Cho. Zero-voltage and zero-current switching full bridge DC-DC converter for arc welding machines. Electronics Letters, vol. 35, No. 13, 1999, pp. 1043—1044.

8.    H. Pollock, J. O. Flower. New method of power control for series-parallel load-resonant converters maintaining zero-current switching and unity power factor operation. IEEE transactions on power electronics, vol. 12, No. 1, 1997, pp. 103—115.

9.    N. Frohleke, M. Schmedermann. Enhanced analysis and design issues of a 3-level DC/DC converter with zero voltage and zero current switching. EPE Conf. Proceed., Graz, Austria, 2201, pp. 1—10.

10.    N. Frohleke, R. Pieper, H. Mundinger, H. Grotstollen. Computer aided investigation of the auxiliary resonant commutated pole converter for wide range applications such as welding power supplies. IEEE IES, IECON 99 Proceed., vol. 2, pp. 891—896, 1999

11.    L. Malesani, P. Mattavelli, L. Rossetto, P. Tenti, W. Marin, A Pollmann. Electronic welder with high frequency resonant inverter. IEEE Transactions on industry applications, vol. 31, No. 2, 1995, pp. 273—279.

12.    J. Dudrik, P. Dzurko. Series-parallel resonant DC-to-DC converter for arc welding. Proc. Of the Conf. PEMC'98, Prague, September 1998, vol. 7, pp. 16—20.

13.    P. Dzurko, J. Dudrik, P. Visnyi. Behaviour of arc welder with high frequency LCC resonant converter. 9th International Conference on Power Electronics and Motion Control. — EPE-PEMC 2000 Kosice.

14.    С. T. Pan, C. D. Wey, Y. C. Wu, L. M. Wu, M. P. Cheng. Modeling of an LCC resonant power supply used for welding. Sympos on Electric Power Engineering, 1996, pp. 117—121.

15.1. Al-Bahadly, M. Saffar. Switching power supply for arc welding unit using resonant converter. WSEAS Transactions on circuits and systems, Issue 7, vol. 4, p.804, 2005.

16.    P. Dzurko, J. Dudrik. An improved multiresonant DC-to-DC Converter for arc welding. Electrical Drives and Power Electronics International Conference. — EDPE 01, Slovakia 3—5, October 2001, pp. 266—270.

17.    H. Pollock, J. O. Flower. Senes-parallel load-resonant converter for controlled-cur-rent Arc welding power supply. IEE Proc.-Electr. Power Appl. vol. 143, No. 3 1996, pp. 211—218.

18.    H. Pollock, J. O. Flower. Design, simulation and testing of a series resonant converter for pulsed load applications. PEVD 94, London, pp. 256—261, 1994.

19.    P. C. Theron, J. A. Fereira. Heavy duty inverter welders with high overvoltage immunity. IEEE AFRICON 96 4th Proceed, vol. 1, pp. 221—225, 1996.

20.    F. X. Fifatin, S. Pierfederici, B. Da-vat. Series load-resonant converter with an auxiliary resonant commutated pole circuit for controlled-current arc welding power supply. EPE 8th Conf. on power electronics and motion control, Lausanne, Switzerland, 1999.

21.    T. F. Wu, О. P. Yang, С. M. Pan. Analysis and design of variable frequency and phase-shift controlled series-resonant converter applied for arc welding machines. IEEE, IECON'95 Proceed., vol. i, pp. 656—661, 1995.

Сергей Петров,</p

radiopolyus.ru

Сварочные инверторы. Схемы подключения высокочастотных преобразователей

Довольно  часто для построения сварочного инвертора применяют основные  три типа высокочастотных преобразователей, а именно преобразователи включенные по схемам: асимметричный или косой мост, полумост, а также полный мост. При этом резонансные преобразователи являются подвидами схем полумоста и полного моста. По системе управления данные устройства можно поделить на: ШИМ (широтно-импульсной модуляцией), ЧИМ (регулирование частоты), фазовое управления, а также могут существовать комбинации всех трех систем.

Содержание:

Все выше перечисленные преобразователи имеют свои плюсы и минусы. Разберемся с каждым в отдельности.

Система полумост с ШИМ

Блок схема показана ниже:

Это, пожалуй, один из самых простых, но не менее надежных преобразователей семейства двухтактных. «Раскачка» напряжения первичной обмотки трансформатора силового будет равна половине напряжения питания – это недостаток данной схемы. Но если посмотреть с другой стороны, то можно применить трансформатор с меньшим сердечником, не опасаясь при этом захода в зону насыщения, что одновременно является и плюсом. Для сварочных инверторов имеющих мощность порядка 2-3 кВт такой силовой модуль вполне перспективен.

Поскольку силовые транзисторы работают в режиме жесткого переключения, то для их нормальной работы необходимо ставить драйверы. Это связано с тем, что при работе в таком режиме, транзисторам необходим высококачественный управляющий сигнал. Также обязательно наличие безтоковой паузы, чтоб не допустить одновременное открытие транзисторов, результатом чего станет выход последних из строя.

Резонансный полумост

Довольно перспективный вид полумостового преобразователя, его схема показана ниже:

Резонансный полумост будет немного проще, чем полумост с ШИМ. Это обусловлено наличием индуктивности резонансной, которая ограничивает максимальный ток транзисторов, а коммутация транзисторов происходит в нуле тока или напряжения. Ток, протекающий по силовой цепи, будет иметь форму синусоиды, что снимет нагрузку с конденсаторных фильтров. При таком построении схемы необязательно необходимы драйверы, переключение может осуществляться обычным импульсным трансформатором. Качество управляющих импульсов в данной схеме не столь существенно как в предыдущей, но безтоковая пауза все равно должна быть.

В данном случае можно обойтись без токовой защиты, а форма вольт-амперной характеристики ВАХ будет иметь падающий вид, что не требует ее параметрического формирования.

Выходной ток будет ограничиваться только индуктивностью намагничивания трансформатора и соответственно сможет достигать довольно таки значительных величин, в случае, когда возникнет короткое замыкание КЗ. Данное свойство положительно влияет на поджиг и горение дуги, но и его также необходимо учитывать при подборе выходных диодов.

Как правило, выходные параметры регулируются изменением частоты. Но и регулирование фазное тоже дает немного своих плюсов и является более перспективным для сварочных инверторов. Он позволяет обойти такое неприятное явление как совпадение режима короткого замыкания с резонансом, а также увеличивает диапазон регулирования выходных параметров. Применение фазовой регулировки может позволить изменять выходной ток в диапазоне от 0 до Imax.

Ассиметричный или «косой» мост

Это однотактный, прямоходовой преобразователь, блок схема которого приведена ниже:

Данный тип преобразователя довольно популярен как у простых радиолюбителей, так и у производителей сварочных инверторов. Самые первые сварочные инверторы строились именно по таким схемам – асимметричный или «косой»  мост. Помехозащищенность, довольно широкий диапазон регулирования выходного тока, надежность и простота – эти все качества до сих пор привлекают производителей до сих пор.

Довольно высокие токи, проходящие через транзисторы, повышенное требование к качеству управляющего импульса, что приводит к необходимости использовать мощные драйвера для управления транзисторами, а высокие требования к выполнению монтажных работ в этих устройствах и наличие больших импульсных токов, которые в свою очередь повышают требования к конденсаторным фильтрам – это существенные недостатки такого типа преобразователя. Также для поддерживания нормальной работы транзисторов необходимо добавление RCD цепочек – снабберов.

Но несмотря на выше перечисленные недостатки и низкий КПД устройства по схеме асимметричный или «косой» мост все еще применяются в сварочных инверторах. В данном случае транзисторы Т1 и Т2 будут работать синфазно, то есть закрываться и открываться одновременно. В данном случае накопление энергии будет происходить не в трансформаторе, а в катушке дросселя Др1. Именно поэтому для того, чтоб получить одинаковую мощность с мостовым преобразователем необходим удвоенный ток через транзисторы, так как рабочий цикл при этом не будет превышать 50%. Более подробно данную систему мы рассмотрим в следующих статьях.

Полный мост с ШИМ

Представляет собой классический двухтактный преобразователь, блок схема которого показана ниже:

Данная  схема позволяет получать мощность в 2 раза больше, чем при включении типа полумост и в 2 раза больше чем при включении типа «косой» мост, при этом величины токов и соответственно потери во всех трех случаях будут равны. Это можно объяснить тем, напряжение питания будет равным напряжению «раскачки» первичной обмотки трансформатора силового.

Для того, чтоб получить одинаковые мощности с полумостом (напряжение раскачки 0,5Uпит.) необходим ток в 2 раза! меньше чем для случая полумоста. В схеме полного моста с ШИМ транзисторы будут работать поочередно – Т1, Т3 включены, а Т2, Т4 выключены и соответственно наоборот при изменении полярности. Через трансформатор тока отслеживают  и контролируют значения амплитудное тока протекающего через эту диагональ. Для его регулирования есть два наиболее часто применяемые способы:

• Оставить неизменным напряжение отсечки, а изменять только длину импульса управления;
• Проводить изменения уровня отсекающего напряжения по данным с трансформатора тока при этом оставляя неизменным длительность импульса управления;

Оба способа могут позволить проводить изменения выходного тока в довольно больших пределах.  У полного моста с ШИМ недостатки и требования такие же, как и у полумоста с ШИМ. (Смотри выше).

Резонансный мост

Является наиболее перспективной схемой высокочастотного преобразователя для сварочного инвертора, блок схема которого показана ниже:

Резонансный мост не сильно отличается от полного моста с ШИМ. Разница заключается в том, что при резонансном подключении последовательно с обмоткой трансформатора подключают резонансную LC цепочку. Однако ее появление в корне меняет процесс перекачки мощности. Уменьшатся потери, увеличится КПД, снизится нагрузка на входные электролиты и электромагнитные помехи уменьшатся. В данном случае драйверы на силовые транзисторы нужно применять только в случае если будут использованы MOSFET транзисторы, которые имеют емкость затвора более 5000 pF. IGBT могут обойтись лишь наличием импульсного трансформатора. Более подробные описания схем будут приводится в следующих статьях.

Управление выходным током может производится двумя способами – частотным и фазовым. Оба эти способы описывались в резонансном полумосте (смотри выше).

Полный мост с дросселем рассеивания

Схема его ничем практически не отличается от схемы резонансного моста или полумоста, только вместо резонансной цепи LC  последовательно с трансформатором включают не резонансную LC цепь. Емкость С, примерно С≈22мкф х 63В, работает как симметрирующий  конденсатор, а индуктивное сопротивление дросселя L как реактивное сопротивление, величина которого будет линейно изменятся в зависимости от изменения частоты. Преобразователь управляется частотным способом. Как известно нам с электротехники, при увеличении частоты напряжения сопротивление индуктивности возрастет, что уменьшит ток в силовом трансформаторе. Довольно простой и надежный способ. Поэтому довольно большое количество промышленных инверторов строят по такому принципу ограничения выходных параметров.

elenergi.ru

Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора

В данной статье представляется новое поколение электронных источников сварочного тока (ИСТ), включающих в себя инверторы с «мягким» режимом коммутации, работающие на высокочастотных трансформаторах. Подобные инверторы имеют малый вес, надежны, гибкие в эксплуатации, обеспечивают хорошую эффективность, высокую скорость реакции и надежность управления. Примененный алгоритм управления инвертором позволяет обеспечить корректную работу при любом состоянии нагрузки и источника питания, малые потери в режиме холостого хода и автоматическое восстановление рабочего состояния после аварии по питающей сети. Представляется также прототип промышленного источника сварочного тока, имеющего напряжение холостого хода 80В, максимальный сварочный ток – 130А при частоте коммутации 80 кГц. От современных ИСТ требуются малый вес, надежность, безопасность, дешевизна и гибкость в эксплуатации. Качество сварки должно быть обеспечено независимо от используемых материалов и параметров окружающей среды ( температура, влажность и т.д.). Более того, электрод должен быть предохранен от протекания по нему какого-либо тока в нерабочем режиме. Для выполнения указанных требований важно обеспечить: широкий диапазон регулирования сварочного тока, а это, обычно, 3% - 100% от максимального значения, что нужно для увеличения гибкости и возможностей оборудования; высокую эффективность для исключения принудительного охлаждения; высокую частоту коммутации для минимизации веса ИСТ; достаточно высокий коэффициент мощности, что необходимо для получения максимальной мощности от питающей сети с учетом существующих стандартов; автоматическую адаптацию под различные условия работы, быстроту реакции на изменения нагрузки и устойчивость к аварийным режимам. Эти требования могут быть выполнены только с использованием высокочастотных инвертеров с «мягкой» коммутацией. В рамках описанного подхода, в данной работе представляется решение на базе резонансного инвертора на MOSFET, работающего выше частоты резонанса силового контура, включающего ВЧ-трансформатор и нагрузку. Это решение, минимизирующее токи обратного восстановления и коммутационные потери диодов, позволяет использовать высокие частоты переключения транзисторов инвертора при малых коммутационных перегрузках и при высокой эффективности преобразователя. Более того, достигается высокая степень использования магнитопровода трансформатора и естественное ограничение инвертером тока короткого замыкания. СХЕМОТЕХНИКА И РАБОТА ИНВЕРТОРА Топология инвертора показана на Рис.1. На показанной схеме можно выделить несколько функциональных блоков (частей).

Рис.1 Топология резонансного инвертора

Входная часть: включает в себя неуправляемый выпрямитель и конденсатор фильтра Cd (напряжение +300В питания инвертора). Емкость этого конденсатора рассчитывается обычно так, чтобы при полной нагрузке обеспечить пульсации напряжения на Cd 25% - 30%. Это делается для увеличения времени, в течение которого диоды первичного выпрямителя находятся в проводящем состоянии. Это приводит к увеличению величины коэффициента мощности, но приводит к необходимости уменьшать коэффициент трансформации N ВЧ-трансформатора (N=w1/w2), что в свою очередь приводит к росту тока первичной обмотки и ключевых транзисторов. Разумеется, вместо подобного выпрямителя возможно использования активного корректора коэффициента мощности, но такое решение приводит к неприемлемому росту стоимости устройства. Инвертер: при нормальных условиях работы, полумостовой инвертер работает на тактовой частоте выше частоты резонанса контура, поэтому полное сопротивление контура имеет индуктивный характер. Причем ток контура отстает по фазе от напряжения на выходе инвертора. Это обеспечивает «мягкое» переключение body-диодов MOSFET транзисторов и, следовательно, малые токи обратного восстановления и коммутационные потери. Поэтому медленные body-диоды полевых транзисторов могут использоваться в качестве D1 и D2 даже на высоких частотах. Так как коммутация транзисторов происходит при нулевом напряжении «сток-исток», то потери при включении очень малы. Потери при выключении в принципе малы из-за индуктивного характера нагрузки инвертора. Однако, все эти коммутационные потери могут быть еще уменьшены за счет применения соответствующих снабберных цепей, устанавливаемых между стоком и истоком ключевых транзисторов. Резонансный контур: Как видно из Рис.1, используется резонансный контур LCС – типа, то есть состоящий из индуктора Lr и «расщепленной» емкости, в которую входит Cp параллельно обмотке трансформатора) и конденсатор Cs (состоит из двух одинаковых конденсаторов Cs/2, включенных параллельно по переменному току). У этой топологии есть несколько преимуществ по сравнению с обычными резонансными конвертерами, как с последовательным резонансом (SRC: первичная обмотка включена последовательно с резонансным контуром), так и с параллельным резонансом (PRC: первичная обмотка включена параллельно с конденсатором резонансного контура). Предлагаемая топология более селективна, она обеспечивает более широкий диапазон регулировки тока нагрузки для данного диапазона изменения тактовой частоты инвертора. Более того, при правильном выборе компонент резонансного контура возможно сохранить некоторые положительные свойства и SRC (ограничение тока короткого замыкания) и PRC (управляемость и регулируемость при отсутствии нагрузки), при этом слабые места «обычных» резонансных топологий могут быть преодолены: ограниченный диапазон регулирования для SRC, потери при работе на холостом ходе и возможность насыщения трансформатора для PRC. В частности: 1. при максимальной нагрузке поведение резонансной части схемы определяется индуктором Lr и емкостью Cs, так как Cp зашунтирована малым импедансом нагрузки. Аналогичная ситуация наблюдается для SRC; 2. на холостом ходе резонансный ток мал, но не нулевой (течет через Cp). Таким образом не нарушается управляемость инвертора в отличие от SRC, а ключевые потери малы, в отличие от PRC; 3. при коротком замыкании, что является нормальным режимом для ИСТ, ток через резонансный контур ограничен импедансом Lr и Cs, величину тока короткого замыкания легко удерживать на необходимом уровне подстройкой тактовой частоты инвертора. Трансформатор: предложенная топология оптимизирует использование трансформатора по нескольким причинам. Во-первых, передача максимальной мощности в нагрузку происходит при минимальной частоте инвертора, в то время, как более высокие тактовые частоты требуются только при малых нагрузках. Во-вторых, из-за наличия последовательно с первичной обмоткой конденсатора отсутствует постоянная составляющая индукции в магнитопроводе трансформатора, поэтому возможно максимально использовать сердечник при его перемагничивании. В-третьих, форма тока и напряжения на обмотках – синусоидальная, что обеспечивает малые потери и нагрузку на трансформатор. В-четвертых, паразитные реактивности трансформатора не влияют на работу инвертора (складываются с реактивностями резонансного контура), что упрощает разработку трансформатора. Выходная часть: диоды выходного выпрямителя работают на высокой частоте, но благодаря синусоидальной форме, напряжение на диодах нарастает медленно после их выключения. Таким образом, потери на восстановление ограничены. Емкость конденсатора выходного фильтра C0 обычно очень маленькая, этот конденсатор нужен лишь для подавления помех, возникающих при горении дуги из-за индуктивности подводящих проводов к держателю электрода. Нагрузка: напряжение холостого хода определяется типом электрода, а сварочный ток определяет скорость плавления электрода.

РАБОТА ИНВЕРТОРА И РАСЧЕТ ЭЛЕМЕНТОВ СХЕМЫ

Рис.2 Эквивалентная схема LCC-инвертора

Для анализа работы инвертора в установившемся режиме обратимся к схеме на Рис.2, где все переменные будем считать синусоидальными, а выходная часть схемы представлена эквивалентным сопротивлением RE, включенным последовательно с источником напряжения ue. Здесь же инвертер будет представлен просто источником напряжения ui, которое соответствует основной гармонике (to the fundamental components of actual inverter voltadge) на тактовой частоте Fsw. Пусть Ud – напряжение питания инвертора, а Ui – среднеквадратичное (эффективное) значение величины ui, тогда: Можно видеть, что U0 равно выпрямленному напряжению вторичной обмотки трансформатора. Более того, в установившемся режиме, U0 равно постоянной составляющей напряжения на нагрузке. В случае электрической дуги, нагрузку можно представить в виде источника напряжения с постоянным напряжением UL (десятки вольт) последовательно с резистором RL (десятки миллиом). Такая схема замещения дуги экспериментально подтверждена. Соответственно, мы считаем, что: Где N = N1/N2 – коэффициент трансформации, Up - эффективное значение up-напряжения на первичной обмотке. Отметим, что пульсации тока нагрузки IL считаются равными нулю. Фактически, при низком напряжении на нагрузке (десятки вольт) и высокой частоте коммутации (порядка 100кГц) малая индуктивность подводящих к электроду проводов (десятки микрогенри) достаточна для обеспечения фильтрации тока нагрузки. Таким образом, ток первичной обмотки i1 имеет прямоугольную (rectangular) форму с амплитудой IL/N и его основная гармоника (fundamental component) равна: поскольку в уравнениях, приведенных выше, UE по фазе совпадает с I1, мы можем представить нагрузку в виде единственного эквивалентного резистора RT, определенного следующим образом: Легко убедиться, что оба представления нагрузки удовлетворяют условию баланса мощьности. Короткое замыкание нагрузки: при этих условиях собственная резонансная частота контура становится: При этом регулировка выходного тока инвертора в режиме «к.з.» осуществляется изменением тактовой частоты в соответствие с выражением: Амплитуда резонансного тока описывается выражениями, подобными (5d) и (5e). Эти уравнения показывают, что для того, чтобы избежать существенных вариаций тактовой частоты при работе инвертора на реальную нагрузку емкость конденсатора Cp должна быть достаточно большой. С другой стороны, увеличение Cp приводит к увеличению тока в контуре на холостом ходе, что приводит к нежелательным потерям на холостом ходе. Следовательно, выбор номинала Cp необходимо производить на основе компромисса. Максимальная нагрузка: в этих условиях импедансом Cp можно пренебречь. Тогда: Коэффициент передачи инвертора: в общем случае коэффициент передачи может быть рассчитан в соответствие с выражением: где Zp – импеданс параллельных Cp и RT, ZS – импеданс последовательных LS и CS (величиной RS обычно можно пренебречь). На Рис. 3 показана зависимость коэффициента передачи инвертора в соответствие с выражениями, приведенными выше, от частоты. Q-фактор при коротком замыкании нагрузки определяется как: Соответственно, низкой величине Q соответствует большое значение RT, то есть при отсутствии нагрузки выходное напряжение становится максимальным. При больших значениях Q-фактора, то есть при коротком замыкании, выходное напряжение падает.

Рис.3 Коэффициент передачи инвертора по переменному току при разных Q

Рис.4 Блок схема управления инвертером

АЛГОРИТМ УПРАВЛЕНИЯ ИНВЕРТОРОМ Блок схема инвертора показана на Рис.4 и включает в себя несколько функциональных узлов, необходимых для обеспечения корректного поведения ИСТ во всех режимах. Данный алгоритм управления может быть реализован с помощью простой схемотехники и адаптирован к любым параметрам конкретной схемы инвертора, источнику питания и параметрам нагрузки. Рассмотрим работу схемы управления инвертора. Регулирование по току нагрузки: ток нагрузки измеряется с помощью трансформатора тока, включенного во вторичную обмотку силового трансформатора. Хотя более удобной с практической точки зрения является установка трансформатора тока в первичную цепь трансформатора, но измерение тока нагрузки в первичной цепи не возможно, т.к. это повлияет на точность измерения тока нагрузки. Сигнал с трансформатора тока выпрямляется, фильтруется и сравнивается с опорным значением Iref . Затем сигнал ошибки подается на пропоционально-интегральный усилитель (PI amplifier), который своим выходным напряжением управляет частотой задающего генератора (VCO). Среди различных возможным вариантов непосредственное управление частотой было выбрано по причине своей простоты, с учетом того, что в нашем случае динамические характеристики не критичны и стабильность может быть получена за счет ограничения полосы пропускания петли обратной связи по току нагрузки. При таком алгоритме управления если сопротивление нагрузки уменьшается, ток контура стремится возрасти и система отвечает повышением тактовой частоты. Это приводит к уменьшению коэффициента передачи инвертора (см. Рис.3), что компенсирует изменения величины сопротивления нагрузки и поддерживает ток нагрузки в соответствии с Iref. Аналогично система ведет себя при увеличении сопротивления нагрузки: тактовая частота снижается, что приводит к увеличению коэффициента передачи инвертора по переменному току. Ограничение тактовой частоты инвертора: достигается ограничением максимального и минимального значения усиленного сигнала ошибки VF. В частности, в предложенной схеме VFmax соответствует fmin и VFmin соответствует fmax. Минимальный ток нагрузки: величина максимальной тактовой частоты fmax определяет уровень минимального тока нагрузки и должна быть выбрана с учетом возможностей примененных ключевых элементов. Так как fmax связана с частотой fnl (no load) и с величиной Q-фактора Qnl, то необходимо очень внимательно отнестись к выбору fmax при расчете параметров резонансного контура. Автоматический выход преобразователя из аварийного режима: ограничение тактовой частоты минимальным значением fmin полезно и, теоретически, позволяет избежать заход инвертора на частоты ниже резонансной частоты контура, где управление инвертером становится неустойчивым. Но, фактически, при работе преобразователя на тактовой частоте, меньшей, чем резонансная частота контура, дальнейшее снижение тактовой частоты приводит к уменьшению тока, что приводит к увеличению сигнала ошибки по току, что приводит к еще большему уменьшению тактовой частоты схемой управления. На практике (см. Рис.3) нет простого способа избежать «захода» инвертора в область ниже частоты собственного резонанса контура только «правильным» выбором fmin. Реально, резонансная частота fnl на холостом ходе может быть выше частоты fn при максимальной (rated) нагрузке. Отключение нагрузки может по этой причине «загнать» систему ниже собственной резонансной частоты контура. Действительно, в нашей схеме управления fmin установлена ниже частоты резонанса, что служит несколько иной цели: это позволяет реализовать автоматическое восстановление работоспособного состояния инвертора, независимо от причин, повлекших потерю управления. Предположим, что из-за неожиданной просадки напряжения питания, инвертер не может обеспечить заданный ток в нагрузке. Система управления отвечает снижением тактовой частоты, которая «падает» ниже собственного резонанса контура. Инвертер оказывается в зоне неустойчивой работы и его тактовая частота снижается до fmin. После этого интегратор ПИ-усилителя ошибки сбрасывается в исходное состояние (reset) сигналом, поступившим от блока ограничения (Limiter block) и напряжение ошибки VF cпадает до значения VFmin, соответствующее частоте fmax. После этого тактовая частота инвертора быстро возвращается в область частот выше резонанса контура и нормальное управление восстанавливается, инвертер становится способен адекватно отрабатывать изменения нагрузки. В противном случае весь процесс повторяется до тех пор, пока не будет устранена причина аварийного поведения схемы управления. Исключение возможности работы инвертора ниже частоты собственного резонанса: чтобы исключить такой режим работы производится отслеживание фазового сдвига между прямоугольным сигналом с выхода задающего генератора, управляемого напряжением (VCO), который управляет работой ключевых транзисторов, и током вторичной обмотки трансформатора. Когда фаза этих сигналов приближается к нулю (состояние резонанса), фазовый детектор (Phase Detector) и блок подстройки опорного сигнала (RefeRence Adjustment Block) вырабатывают ступенчатый сигнал, который временно уменьшает величину опорного сигнала тока нагрузки Iref. Таким образом, ток нагрузки снижается, а частота коммутации увеличивается до тех пор, пока не закончится переходный период. Теоретически, ток резонансного контура iR на первичной стороне трансформатора мог бы быть измерен вместо тока во вторичной обмотке i2 для детектирования приближения тактовой частоты к резонансу. На практике, приближение тактовой частоты к резонансу происходит при максимальной мощности в нагрузке, когда токи текут через емкость Cp и током намагничивания трансформатора можно пренебречь. Тем не менее, измерение тока во вторичной цепи является более корректным. Ограничение выходного напряжения: для обеспечения корректной работы инвертора в качестве ИСТ и в соответствии со стандартами безопасности выходное напряжение в режиме холостого хода должно быть в пределах 60 – 80В. Для этого применен принцип “bang-bang” управления выходным напряжением u0: при возрастании выходного напряжения выше допустимого уровня инвертер останавливается сигналом с блока запрета (Enable block). После снижения напряжения на выходе (используется компаратор с гистерезисом) сигнал запрета снимается, и инвертер снова запускается. Работа инвертора в «спящем» режиме (standby mode): если ток нагрузки равен нулю, то система переходит в ждущий («спящий») режим. Инвертер находится в выключенном состоянии, но периодически запускается на несколько периодов тактовой частоты для контроля наличия или отсутствия тока нагрузки. Сигнал запуска повторяется с периодичностью единицы герц, поэтому потребляемая мощность в этом режиме очень мала. Предотвращение замыкания электрода: при замыкании электрода возникает режим короткого замыкания, что детектируется датчиком напряжения на нагрузке. Быстрый рост тока нагрузки на 20-30% приводит к плавлению в области сваривания детали и отключению электрода. Поэтому реакция на такие резкие изменения тока нагрузки должна быть достаточно быстрой со стороны схемы управления и полоса пропускания по цепи обратной связи по току должна составлять порядка 1кГц. РАСЧЕТ ПАРАМЕТРОВ СИЛОВОЙ ЧАСТИ РЕЗОНАНСНОГО ИНВЕРТОРА Этот раздел представляет упрощенную процедуру расчета для предварительной разработки инвертора. Конденсатор входного фильтра питания: как уже говорилось, номинал этого конденсатора выбирается на основе компромисса между необходимостью получения достаточного коэффициента мощности с одной стороны и разумным уровнем переменной составляющей напряжения (пульсации) на конденсаторе, с другой. Для выбора емкости Cd используется диаграмма, приведенная на Рис.5, на котором показана зависимость коэффициента мощности, напряжения пульсаций ud от параметра w:

Рис.5

Тоесть связь между пиковой энергии, запасаемой конденсатором (Us – амплитудное значение напряжения питания) и энергией, передаваемой в нагрузку с максимальной мощностью PLn при периоде сетевой частоты TS. где LS – индуктивность в цепи питания, если таковая имеется. Рабочая частота инвертора: рабочая частота fr определяется как входной параметр при разработке устройства. Она выбирается исходя из имеющейся элементой базы по ключевым приборам, с учетом требований к массо-габаритным параметрам, КПД, стоимости. Коэффициент трансформации силового трансформатора: выбирается таким образом, чтобы на выходе инвертора обеспечивалось требуемое напряжение при минимальном напряжении питающей сети и, одновременно, максимальной нагрузке. При этих условиях инвертер работает ниже резонанса и емкостью Cp можно пренебречь, поэтому напряжение на первичной обмотке достигает величины выходного напряжения инвертора Можно получить: где Udmin – минимальное допустимое значение Ud. На практике, следует учесть падение напряжения на различных элементах схемы. Особенности работы на высоких частотах коммутации приводят к накладываниям по времени интервалов проводящего состояния выходных диодов, что происходит из-за наличия индуктивности рассеивания. При максимальном токе нагрузки ILn соответствующее падение напряжения Ux будет равно: где Lx – индуктивность рассеивания трансформатора. Эта проблема частично может быть решена перемещением конденсатора Cp во вторичную обмотку трансформатора, с учетом коэффициента трансформации. Это уменьшает эффекты, возникающие из-за наличия индуктивности рассеивания, но вызывает увеличение тока, текущего по обмоткам трансформатора. Параметры резонансного контура: для данной рабочей частоты fr параметры резонансного контура fn и Q, а также отношение Cp/Cs выбираются с помощью графиков на Рис.3 С учетом следующих моментов: - увеличение отношения fr/fn увеличивает voltadge margin, в частности, коэффициент передачи по напряжению инвертора при f = fn должен быть достаточно большим, чтобы скомпенсировать любые колебания напряжения питающей сети; - увеличение добротности контура делает его более избирательным ( отношение fr/fn можно уменьшить), но приводит к большим перенапряжениям на элементах контура (UCs ~ QUi) и делает регулирование более трудным. - увеличение отношения Cp/Cs делает коэффициент передачи инвертора по напряжению менее зависимым от величины нагрузки, но приводит к большим токовым нагрузкам на элементы схемы; Относительно последнего аспекта, в Табл.1 даны величины дополнительного тока в зависимости от отношения Cp/Cs. Где IR0 – эффективный максимальный ток резонансного контура при Cp = 0, IRn – тот же ток при наличии Cp. Отметим, что относительный рост токовых нагрузок имеет место при Cp/Cs больше 1. После того, как были выбраны fn и Q, значения Zn, LR и Cs легко рассчитываются. ЭКСПЕРИМЕНТАЛЬНЫЕ РЕЗУЛЬТАТЫ Был изготовлен прототип инвертора на MOSFET – транзисторах со следующими параметрами: напряжение холостого хода U0 = 80В, напряжение при максимальной нагрузке ULn = 30В при максимальном токе нагрузки ILn = 130A. Тактовая частота инвертора при полной нагрузке была выбрана равной fr = 80кГц. На основании данных на Рис.3 были выбраны следующие значения: fn = 0.9fr Q = 3 Cp = Cs На основании этих параметров были получены следующие параметры резонансного контура инвертора: LR = 11 Cp = 470nF Cs = 470 nF C0 = 10 Cd = 2000 N = 3 Типичные осциллограммы сигналов показаны на Рис.6-8.

Рис.6 Осциллограммы.

На Рис.6 показано поведение резонансного контура: напряжение сток-исток uDS ключевых транзисторов, резонансный ток iR, резонансные напряжения на конденсаторах up и us (только переменная составляющая). Отметим отсутствие выбросов напряжения на осциллограммах и синусоидальную форму токов и напряжений, несмотря на высокую частоту коммутации. На Рис.7 показано поведение напряжения и тока нагрузки в момент начала процесса сварки (переходной режим резкого изменения нагрузки от ХХ до некоего установившегося режима). На Рис.8 показано поведение напряжения и тока нагрузки при снятии нагрузки и прекращении процесса сварки. ЗАКЛЮЧЕНИЕ Предложена топология резонансного LCC – инвертора, которая удобна для использования в качестве источника сварочного тока. Инвертер работает на тактовой частоте выше частоты собственного резонанса колебательного контура. Контроллер обеспечивает алгоритм управления, соответствующий назначению инвертора. Тестирование промышленного прототипа инвертора подтвердили его высокую эффективность, высокую удельную мощность на единицу объема, повторяемость и экономическую эффективность.

Кроме статьи "Cварочный аппарат на основе резонансного инвертора" смотрите также:

nanolife.info

---

• 
  Инвертор для отопления дома
• 
  Инвертор fubag ir 180
• 
  Автомобильный инвертор своими руками
• 
  Сварочный инвертор kawashima mma 200 mos отзывы
• 
  Сварочный аппарат инвертор стэнли
• 
  Инвертор бесперебойник
• 
  Инвертор онлайн
• 
  Инверторные ибп энергия
• 
  Инверторный или трансформаторный сварочный аппарат
• 
  Инвертор бесперебойного питания для дома
• 
  Инвертор для бесперебойного питания дома